超音波

Scientific Reports volume 12、記事番号: 16174 (2022) この記事を引用

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ワイヤレス電力伝送は、埋め込み型生物医学機器に電力を供給するための技術の 1 つです。 安全性と設置面積の問題から、ワイヤレス電力伝送デバイスの生体適合性と CMOS 互換性が強く望まれています。 この論文では、埋め込み型アプリケーションに向けて、AlN 圧電微細加工超音波トランスデューサ (PMUT) に基づく超音波誘導ワイヤレス電源を紹介します。 ワイヤレス電源には、ワイヤレス電力伝送、電力管理、およびエネルギー貯蔵機能が統合されています。 PMUT アレイはパッシブ ワイヤレス パワー レシーバーとして使用され、続いて電気インピーダンス マッチング ネットワークと電圧乗算器として効率的な電力伝送と整流が行われます。 ワイヤレス受信機の出力強度は、FDA の安全制限を下回る入射超音波パワーで 7.36 μW/mm2 に達します。 ワイヤレス電源の出力電力は 18.8 μW に達し、電源管理後に 100 μF コンデンサが 3.19 V まで完全に充電されます。これは、神経電気刺激、バイオセンサー、体内通信など、多くの低電力埋め込み型生物医学的デバイスに電力を供給するのに十分です。アプリケーション。 ワイヤレス給電は直径1cmのPCBに実装されています。 一般的に使用されているPZTと比較してAlN薄膜の生体適合性とCMOS互換性により、提案されたソリューションは、将来的にモノリシックチップ上にすべての機能を組み込んださらなる開発により、より安全で超小型化されたワイヤレス電源への道を開きます。

生物医学、ナノテクノロジー、マイクロエレクトロニクスの最近の進歩に伴い、植込み型生物医学装置 (IBD) のワイヤレス電源の需要が急速に増加しています1。 IBD は、神経筋刺激装置、人工視覚装置、心臓ペースメーカー、心臓除細動器、人工内耳、pH モニター、血圧モニター、胃刺激装置など、日常生活に広く応用されています。 これらのデバイスは、リアルタイムの診断、治療、監視機能を提供し、患者の生活の質を向上させることができます。 現在、ほとんどの埋め込み型生物医学機器は依然としてバッテリーに依存して人体内で動作します。 バッテリー技術は近年目覚ましい進歩を遂げていますが 2,3、この技術には依然として明らかな欠点があります。 バッテリーには寿命が限られており、重量と体積が比較的大きく、有毒物質が漏洩する可能性があり、組み込みが困難です。 治療中の IBD メンテナンスのためにバッテリーを頻繁に交換すると、患者に不便を与えたり、怪我をしたりする可能性があります。

これらの問題を解決するために、IBD からバッテリーを取り外したり、バッテリーの寿命を延ばしたりする研究が行われてきました。 ワイヤレス電力伝送 (WPT) は、IBD に電力を供給するための技術の 1 つです。 IBD に電力を供給するために、主に誘導結合方式、音響方式、電磁放射方式など、いくつかの WPT 戦略が提案されています4。 電磁放射 WPT は、送信アンテナと受信アンテナを使用して、電磁波を通じてエネルギーを転送します5。 ただし、電磁波は組織を過剰に加熱する可能性があり、これらの電磁波は人間の組織内で大きく減衰します。 さらに、電磁波の波長が長いため、受信機のサイズが比較的大きくなります。 誘導結合 WPT は 2 つの結合コイルに依存します6。 この方法は、近距離場では高い効率を達成しますが、遠距離場では効率が急激に低下するため、IBD の使用可能な深さが制限されます。 音響WPTは通常、受電器として超音波トランスデューサを採用します。 他の 2 つの方法と比較して、波長が短く、体内での減衰が少ないため、受信機を小型化し、より深い浸透を実現できます4。 さらに、組織の加熱と電磁干渉も最小限に抑えられます7。

近年、音響 WPT 研究が大きな注目を集めています 8,9,10,11,12,13。 これらの研究のほとんどは、電力伝送プロセスの最適化、またはトランスデューサーと生体内アプリケーションの組み合わせに専念しています。 IBD 指向の音響 WPT は近年大幅に改善されましたが、問題と課題は依然として残っています4、6、14、15。 まず、現在実装されている圧電レシーバーのほとんどはチタン酸ジルコン酸鉛 (PZT) をベースとしていますが、PZT は生体適合性材料ではなく、鉛の漏れが人体や環境に有害となる可能性があります。 環境保護に対する意識の高まりと有害物質使用制限 (RoHS) 指令の実施に伴い、鉛含有材料の代わりに鉛フリーで環境に優しい材料を使用することが強い傾向になっています。 第 2 に、実用的なアプリケーションには通常、WPT と電源管理およびエネルギー貯蔵回路を統合したワイヤレス電源 (WPS) が必要です。 ただし、現在の PZT セラミック トランスデューサは、単一チップの IC 互換性がありません。 CMOS 互換の受信機と CMOS 電子機器を統合したシングル チップにより、WPS は極度の小型化を実現できる可能性があります。 これらの研究と比較して、この論文で採用された AlN PMUT アレイは鉛フリー材料に基づいており、特定の利点があります。 AlN 薄膜の製造プロセスは標準の CMOS テクノロジーと互換性があり、MEMS トランスデューサと回路のモノリシック統合が可能です16。 低温スパッタリングプロセスを介して、金属化されたCMOSウェーハ上に堆積できます。 PZT と比較すると、鉛フリー AlN は生体適合性材料です17、18、19、20、21、22。 ただし、AlN PMUT に関する現在の研究は、主に WPT ではなく超音波測距および超音波イメージング アプリケーションに焦点を当てています。 AlN に基づく以前の研究では、考えられる解決策が強調されていますが 23、24、完全な WPS は実現されていません。

AlN PMUT ベースの埋め込み型 WPS は実装されていないため、この研究ではこのアイデアの実現可能性を調査します。 提案された WPS は、WPT と、AlN ベースの超音波受信機、電圧乗算器、電気インピーダンス整合ネットワーク、電力管理ユニット、充電コンデンサなどの電力管理機能を統合します。 確立された WPS は直径 1 cm の PCB に実装されており、その出力は次のステップで神経電気刺激を適用するのにすでに十分です。 提案された戦略により、将来的にはモノリシックチップとして完全に統合できるため、設置面積が大幅に削減され、安全性が向上した、ワイヤレスでバッテリー不要の神経刺激ノードの新しい道が開かれます。

提案する超音波誘導ワイヤレス給電（WPS）デバイスのブロック図を図1に示します。関数発生器はパワーアンプで直接終端され、外部環境にある市販の圧電超音波プローブに正弦波バースト波を生成します。 パリレン シーリングを備えた AlN ベースの圧電微細加工超音波トランスデューサ (AlN-PMUT) アレイが、ワイヤレス パワー レシーバとして設計および製造されています。 3 段の Villard 電圧乗算器は、AC を DC 電力に変換し、高効率で出力電圧を昇圧するように設計および最適化されています。 電源管理ユニット (PMU) は、電圧乗算器の出力 DC 電力を保存および調整するために実装されています。 エネルギー貯蔵デバイスとして積層セラミックコンデンサ（MLCC）が採用されています。 いくつかのパッシブ フィルター構造の電気インピーダンス整合ネットワークは、PMUT と後続の回路間の電力伝送効率を向上させるように設計されています。 WPS デバイス全体は、低コストの鉛フリー FR-4 プリント回路基板 (PCB) 基板上に実装されています。

提案された超音波誘導ワイヤレス給電装置のブロック図。

提案された PMUT 素子は、2 つの金属電極と 1 つの圧電薄膜からなる 2 次元積層多層構造を示します。 両方の電極はモリブデン (Mo) を含み、圧電層は AlN 薄膜です。 提案された AlN-PMUT アレイはシリコン (Si) 基板上に製造されます。 AlN-PMUTが超音波の入射により励振されると、圧電薄膜が曲げモードで振動し、曲げモーメントが発生します。 発生した曲げモーメントは、AlN 圧電膜に機械的応力を引き起こす可能性があり、その後、直接圧電効果によって電荷に変換されます。

より高い電力伝送効率とデバイス全体の体積を比較的小さくするには、AlN-PMUT の共振周波数を適切に選択する必要があります。 まず、生体組織内の音波の減衰は動作周波数に比例するため、高周波の超音波はより早く減衰し、送信されるエネルギーがアプリケーションの要件を満たさない可能性があります。 第二に、MEMSトランスデューサが超音波プローブのレイリー距離にある場合、受信効率が最も高くなります。異なる周波数の超音波トランスデューサのレイリー距離は異なり、異なる距離の用途に応じて周波数を選択できます。 第三に、圧電MEMS音響波トランスデューサの共振周波数は面積の増加とともに低下するため、デバイスのサイズも考慮する必要があります。 上記の 3 つの要素を同時に考慮する必要があるため、特定のアプリケーションに応じて相互のバランスを取ることが重要です。 AlN-PMUT の 1 次モードの理論上の共振周波数は次のように計算できます 25:

ここで、D はプレートの曲げ剛性、a は円形膜の半径、ρ は面質量密度です。 上式によれば、各層の厚さとメンブレンの直径を制御することで、所望の中心周波数を得ることができます。

高度な PMUT 設計のために、有限要素解析 (FEA) が実施されました。そのシミュレーション モデルを図 2a に示します。 円形 PMUT の対称性により、2 次元モデルが採用され、計算リソースが削減され、計算精度が向上しました。 膜の総変位を図 2b に示します。 PMUT を受信機として使用する場合、上部電極のカバレージが約 70% のときに受信感度が最大値に達します。 シミュレーション結果によると、受信機の受信性能は、圧電層と下部電極層の厚さの比が 1:2 のときに最適になります。 作製時の圧電薄膜の厚さは０．４５μｍ、下部電極層の厚さは０．９μｍであった。 電気インピーダンス曲線のシミュレーション結果を図2c、dに示します。2つのケース、つまりパリレンシールの有無を考慮しています。 シミュレーション結果によると、封止後の共振時の位相変化はわずかに減少し、共振周波数は大幅に増加します。 パリレンシールの厚さがさらに増加すると、それに応じて共振周波数も増加します。 単一の PMUT 要素のインピーダンスは約 10 kΩ であり、ワイヤレス電力受信機としては非常に高い値です。 より低いインピーダンスを達成し、それによって入射超音波からのより大きな電流を達成するために、多くの PMUT 素子が並列に接続されてアレイを形成します。 並列接続により、全体のインピーダンスが数千オームから数百オームに減少します。 結果の PMUT 配列には 20 × 20 の要素が含まれます。

AlN-PMUT の FEA シミュレーション。 (a) PMUT の 2 次元 FEA シミュレーション モデル。 (b) 膜の総変位。 (c) パリレンシールなしの電気インピーダンス曲線。 (d) 2.2 μm パリレン シーリングを使用した電気インピーダンス曲線。

提案するAlN-PMUTアレイの製造プロセスを図3に示します。まず、図に示すように、高抵抗シリコンウェハを基板として使用し、反応性イオンエッチング（RIE）プロセスによって3.4μmのキャビティをエッチングしました。 3a、b。 キャビティへの PSG 充填を改善するために、フォトレジスト プロファイルと RIE エッチング レシピを調整することにより、キャビティのエッジに傾斜が付けられました。 図3cに示すように、キャビティの深さよりも厚いPSGがプラズマ化学蒸着（PECVD）プロセスによって堆積されました。 次に、図 3d に示すように、ウェーハ全体が化学機械研磨 (CMP) プロセスによって平坦化されました。 ＣＭＰはキャビティの外側のＰＳＧを除去し、基板表面が完全に露出したが、キャビティ内のＰＳＧは残された。 CMP の均一性は 10% 未満であり、キャビティの深さに影響します。 ただし、キャビティの深さは PMUT の性能にはほとんど影響しません。 図3eに示すように、物理蒸着（PVD）プロセスを使用して、下部電極として0.9μmのモリブデンを堆積しました。 下部電極も RIE プロセスを使用してターゲット形状にパターン化されました。 圧電層と上部電極を下部電極の上に堆積する必要があることを考慮すると、下部電極のパターン化されたエッジは通常傾斜しており、その後堆積される材料に応力集中が生じません。 下部電極のエッジは、フォトレジストのプロファイルと RIE エッチングのレシピを調整することによって傾斜しました。 次のステップでは、図3f、gに示すように、PVDプロセスを使用して0.45μmのAlN薄膜と0.1μmのモリブデン上部電極を堆積しました。 上部電極と AlN は後でパターン化されました。 図3hに示すように、PVDプロセスによって金層を0.8μmの厚さに堆積させ、接続パッドを形成しました。 0.8 μm の金層により、エッチングされた AlN の段差が完全に覆われ、上部電極がバスに接続されることが保証されます。 図3iに示すように、ウェハをダイシングした後、ウェハ全体をフッ化水素酸溶液に浸漬してPSGを除去し、構造を吊り下げました。

提案された AlN-PMUT アレイの製造プロセス。 (a) シリコンウェーハ。 (b) キャビティのエッチング。 (c) PSG によるキャビティの充填。 (d) シリコンウェーハの平坦化。 (e) 下部電極の堆積とエッチング。 (f) AlN 薄膜の堆積。 (g) 上部電極の堆積とエッチング。 (h) パッドとしての金層の堆積。 (i) PSG のエッチングと構造のリリース。

図4a、bは、作製したAlN-PMUTアレイの光学画像を示しています。 個々の AlN-PMUT 要素には、直径 10 μm のリリース ホールが 4 つあります。 上部電極の直径は２７μｍ、キャビティの直径は３９μｍであった。 各PMUT素子間の距離は89μmであった。 AlN-PMUT アレイの有効面積は約 2.55 mm2 でした。

AlN-PMUT アレイの画像。 (a) PMUT アレイの顕微鏡画像。 (b) PMUT 素子の拡大顕微鏡画像。 (c) 封止された AlN-PMUT の断面の SEM 画像。

封止されていない AlN-PMUT アレイの作製後、脱イオン水で満たされたタンク内で受信実験が行われました。 PMUT アレイの出力電圧は時間に応じて低下し、最終的には 100 mV まで低下しました。これは、水が放出穴を通ってキャビティ内に侵入したためです。 この問題を解決するために、AlN-PMUT アレイをパリレンで封止しました。 図 4c は、封止された AlN-PMUT アレイの SEM 画像を示しています。 パリレン封止層の厚さは約２．１μｍであった。 封止後のキャビティは低真空にあり、真空レベルがさらに高くなるにつれて品質係数が高くなるため、PMUT の受信感度も向上するはずです。

受信機アレイの電気インピーダンス曲線は、封止の前後にインピーダンスアナライザによって測定されました。 図5a、bに示す測定結果は、図2c、dに示すシミュレーション値とよく一致しています。 PMUT素子を並列接続することにより、電気インピーダンスは約200Ωに低減されました。

PMUTアレイのテスト実験。 (a) パリレン シーリングなしの PMUT アレイ インピーダンスの曲線。 (b) パリレン シーリングを備えた PMUT アレイ インピーダンスの曲線。 (c) ワイヤレス電力受信機としての AlN-PMUT アレイを評価するための実験セットアップ。 (d) PMUT アレイの測定された感度。 AlN-PMUT アレイの感度は約 1 V/Mpa でした。

図5cに示すように、脱イオン水で満たされたタンク内で密閉されたPMUTアレイの受信性能を特徴付ける水中受信実験が実行されました。 関数発生器はパワーアンプに接続され、プローブに送信される正弦波信号を生成しました。 市販のプローブによって生成された音圧は、Precision Acoustics から入手した針状ハイドロフォンで校正されました。 図5dに示すように、受信機の受信感度を測定し、データに線形フィッティングを実行しました。 実験の結果、PMUT の受信感度は約 1 V/MPa であることがわかりました。

入射超音波出力強度はファンクションジェネレーターの波形によって 7 mW/mm2 に制御されますが、これは FDA の安全制限値を下回ります。 超音波のパワー強度は次のように計算できます。

ここで、p は超音波のピーク音圧、ρ は伝播媒体の密度、c は媒体内の音速、C は波のデューティ サイクルです。 超音波入力電力強度 (7 mW/mm2) と受信機の有効面積 (2.55 mm2) によると、入力電力は約 17.85 mW です。 PMUT のインピーダンスと出力電圧から、PMUT からの出力電力は 42 μW と計算され、電力伝送効率 (PTE) は 0.236% と計算されます。

PMUT が受信した超音波パワーは AC 信号を生成します。 AC を DC 電力に変換するために、電圧乗算器は WPS デバイスの重要な部分を構成します。 単段整流器の出力 DC 電圧レベル (図 6a) は比較的低く、後続の回路やアプリケーションには不十分です 26、27。 単段整流器と比較すると、電圧乗算器にはより多くの部品が含まれているため効率は低くなりますが、n 段電圧乗算器は入力信号を整流して電圧を高めます28。

整流器と昇圧回路の特性評価。 (a) 単段電圧マルチプライヤの回路図。 (b) n 段の Villard 電圧乗算器の回路図。 (c) 負荷抵抗 10 kΩ の Villard 電圧乗算器の SPICE シミュレーション結果。 シミュレーション結果は、3 段回路が最大出力電力を達成することを示しています。 (d) さまざまな負荷の下での Villard 電圧乗算器出力の実験結果。 AlN-PMUT は昇圧回路に直接接続されています。

電圧増倍器にはさまざまな構造があります。 エナジー ハーベスティング (EH) および WPT アプリケーションで最も一般的に使用される電圧逓倍器には、Villard 電圧逓倍器 (Cockcroft-Walton 電圧逓倍器) と Dickson 電圧逓倍器が含まれます。 これらの昇圧器の出力電圧は、ダイオードの段数と順方向電圧によって決まります。 特定の電圧乗算器の電力伝送効率は、コンポーネントの性能、構造、入力電力レベル、負荷、電源、段数によって決まります。 昇圧器はトランジスタを備えたショットキーまたはCMOSダイオードを使用して実装でき、各段は2つのコンデンサと2つのダイオードで構成されます。 私たちは、さまざまな市販のショットキー ダイオードの性能を評価し、シミュレーションしました。 選択したダイオードは東芝から購入した 1SS372 ダイオードで、非常に低い順方向電圧 (0.18 V @ 1 mA)、高いスイッチング速度、鉛フリーの SOT-323 パッケージを備えており、低電力の小型アプリケーションに適しています。 シミュレーション結果によると、Villard と Dickson の電圧乗算器の性能レベルは同等です。 n段Villard電圧乗算器の回路図を図6bに示します。

設計を最適化するために、SPICE ソフトウェアでさまざまな構造と段数を備えた電圧乗算器のパフォーマンスをシミュレーションしました。 段数が増えると、乗算器の入力インピーダンスが減少します。 インピーダンス解析結果に基づいて PMUT の SPICE シミュレーション モデルを構築し、電圧乗算器とともにシミュレーションしました。 電源管理回路の入力インピーダンスは約 10 kΩ で、電源管理回路は電圧逓倍器の出力に直接接続されています。 したがって、電圧逓倍器の負荷として 10 kΩ が選択されました。 シミュレーション結果は図6cに示されており、3段電圧乗算器が1.22Vの最高出力を達成していることがわかります。PMUTアレイの内部抵抗と静電容量により、3段を超える電圧乗算器はより高い出力を生成できません。電圧レベル。

シミュレーション結果を検証するために、PMUT を使用してさまざまな電圧増倍回路を構築し、評価しました。 蓄積コンデンサでより多くのエネルギーを得るために、Cout として 100 μF のコンデンサを採用しました。 PMUT 出力は電圧乗算器の入力で直接終端されました。 実験は、前の実験と同様の方法で脱イオン水中でも実行されました。 さまざまな負荷で 1 ～ 4 段電圧マルチプライヤを評価しました。 試験結果を図６ｄに示す。 3 段昇圧器の出力は約 1.13 V に達しました。シミュレーション結果と測定値の誤差は 11% でした。 実験結果は、10 kΩ における 3 段昇圧器の出力電圧が他の回路の出力電圧 (0.77 V、1.05 V、1.07 V) よりも高いことを示しています。 したがって、最終設計には 3 段電圧マルチプライヤが採用されました。

トランスデューサの用途では、通常、信号対雑音比 (SNR)、所望の信号の電力レベル、およびトランスデューサの帯域幅を改善するために、インピーダンス整合方法が適用されます29、30。 私たちのアプリケーションでは、受信機と後続の回路間の電力伝送効率を向上させるために、いくつかの電気インピーダンス整合ネットワーク (EIMN) を設計および評価しました。 提案された電気インピーダンス整合ネットワークは、コンデンサやインダクタなどの受動部品を備えたフィルタ構造に基づいていました 31、32、33。 負荷インピーダンスが電源インピーダンスの複素共役である場合、電源から負荷への最大電力伝送が達成されます34。 図 7a に示すように、以下の方程式が満たされる必要があります。

インピーダンス整合ネットワーク。 (a) インピーダンス整合ネットワークの概略図。 回路が完全に整合している場合、Zin は ZPMUT と共役整合します。 (b) ローパス L 型 EIMN。 (c) ハイパス L 型 EIMN。 (d) ローパス Pi 型 EIMN。 (e) ローパス T 型 EIMN。 (f) ハイパス T 型 EIMN。

上記の電気インピーダンス整合ネットワークを設計するには、PMUT および後続の回路のインピーダンス値を知る必要があります。 励起周波数での PMUT の測定インピーダンスは 24.1 ～ j312.6 Ω、回路のインピーダンスは 19.7 ～ j979.7 Ω です。 各 EIMN のパラメータは、シミュレーション ソフトウェアによって自動的に計算されました。 シミュレーション ソフトウェアで L 型および 3 素子 EIMN を設計し、その後の実験でこれらの回路を評価しました。 設計された L 型電気インピーダンス整合ネットワークには、それぞれ図 7b と図 7c に示すように、ローパス フィルター構造とハイパス フィルター構造が含まれています。 ローパス フィルター構造では、インダクターとコンデンサーの計算値はそれぞれ 100.5 μH と 26.7 pF になります。 ハイパス整合ネットワークでは、インダクタとコンデンサの計算値はそれぞれ 41 μH と 103.4 pF です。 3 要素 EIMN には通常、Pi タイプのマッチング ネットワークと T タイプのマッチング ネットワークが含まれます。 図7dに示すように、設計されたPi型マッチングネットワークには、2つのシャントコンデンサと1つの直列インダクタを含むローパスフィルタが必要でした。 CS と CL の計算値はそれぞれ 548.6 pF と 151.1 pF で、直列インダクタの値は 351.6 μH です。 設計されたT型マッチングネットワークには、それぞれ図7eとfに示すように、ローパスフィルター構造とハイパスフィルター構造が含まれていました。 ローパス T 型整合ネットワークには、2 つの直列インダクタと 1 つのシャント コンデンサが含まれていました。 LS と LL の計算値はそれぞれ 30 μH と 82.7 μH で、直列コンデンサの値は 2.3 nF です。 ハイパス T 型マッチング ネットワークには、2 つの直列コンデンサと 1 つのシャント インダクタが含まれていました。 CS と CL の計算値はそれぞれ 320.2 pF と 313.4 pF で、シャント インダクタの値は 2.8 μH です。

さまざまな EIMN を使用して電圧乗算器の出力 DC 電圧レベルを測定しました。 EIMN を使用しない場合の出力 DC 電圧は 1.1 V に達しました。L タイプのハイパス EIMN と T タイプのハイパス EIMN は最高の性能を備えており、出力電圧はそれぞれ約 1.4 V と 1.2 V に増加しました。 成分値の誤差は約 10 ～ 20% の範囲でした。 さらに、インダクタの直流抵抗 (DCR) も EIMN の性能に影響を与える可能性があります。 コンデンサの損失は無視できますが、インダクタの DCR は通常、数オームに達します。 DCR 値は RPMUT および RLoad に近いため、EIMN のパフォーマンスが低下します。 したがって、L 型ハイパス EIMN と T 型ハイパス EIMN にはシャント インダクターが含まれており、DCR の悪影響が最小限に抑えられるため、より優れた性能が得られます。 EIMN を使用しない場合の電圧乗算器の出力電力は 11.6 μW に達しました。 L 型ハイパス EIMN と T 型ハイパス EIMN は出力電力をそれぞれ約 60% と 19% 増加させ、FDA の安全制限を下回る時間平均出力はそれぞれ 18.8 μW と 13.84 μW に達しました。 出力強度は約 7.36 μW/mm2 です。

提案された WPS デバイスは、鉛フリー プロセスで製造された直径 1 cm の円形 FR-4 PCB に実装されました。 上で説明した最終的な回路設計を図 8a に示します。 このデバイスには、図 8b に示すように、AlN-PMUT アレイ、電気インピーダンス整合ネットワーク、電圧増倍回路、PMU、および PCB 上の 100 μF MLCC ストレージ コンデンサが含まれています。 異なる距離での電圧逓倍器出力の受信電圧と電力を図8cに示します。 図8dに示すように、インピーダンス整合を使用した場合、100μFのMLCCを3.19Vまで充電するには約4分かかり、インピーダンス整合を行わない場合よりも速くなります。

提案された WPS デバイス。 (a) 提案された WPS デバイスの概略図。 (b) コインの隣にある直径 1 cm の提案された WPS デバイスの写真。 (c) 異なる距離での電圧逓倍器の受信電圧と電力。 (d) 100 μF MLCC の充電曲線。 インピーダンス整合を使用した場合、100 μF MLCC を 3.19 V まで充電するのに 4 分未満かかりますが、インピーダンス整合を使用しない場合は 5 分かかります。

「電圧乗算器の設計と最適化」セクションに示すように、水中での AlN-PMUT アレイの実験的な PTE は、特性評価深さ 25 mm で約 0.236% です。 最大電力伝送距離と組織内の PET も推定されています。 推定に使用される式は次のとおりです。

ここで、減衰率 α(f) は動作周波数の関数、x は音響軸に沿った距離、p0 はプローブの測定音圧、p は推定音圧 4 です。 血液および組織中では、音波の減衰係数 (0.3 dB cm-1 MHz-1) が一般に水中よりも高くなります。 血液または組織内での最大電力伝送距離は約 6 cm、最大 PTE は約 0.13% であると計算されます。

比較の目的で、小型音響 WPT デバイスに関する近年の関連研究を表 1 にまとめます。表 1 には、MEMS トランスデューサとサブミリメートル PZT セラミックの関連研究のみが示されており、より大型の WPT デバイスは表には示されていません。 ワイヤレス電力受信機の体積が増加するにつれて、その効率は一般に増加します。 当社のデバイスの出力電力強度、負荷に供給される電力、および PTE は、それぞれ 7.36 μW/mm2、18.8 μW、0.236% に達します。 これらはすでに多くの PZT ベースの音響 WPT デバイスよりも優れています 35,36,37 が、AlN の固有の圧電係数が低いため、デバイスの負荷に供給される PTE と電力は最高ではありません 8,11。 他の圧電材料と比較して、セラミック PZT 材料は圧電定数と実効結合係数が高いため、一般に PTE が高くなります。 さらに、セラミック PZT はバルク材料であるため、機械的共振時の品質係数が高くなると、帯域幅が低下しますが、PTE 値も向上します。 当社のデバイスの出力電力は 10 μW 以上に達し、完全に充電されたデバイスの電源電圧は 3 V 以上に達します。実用化の観点から、これらはバイオセンサー用タイマーなど、多くのアプリケーションの低電力 IBD に電力を供給するのに十分です ( < 660 pW)、神経電気刺激 (> 1 μW)、高データレートの体内通信、または埋め込み型医療機器用の MEMS スイッチ37、38、39、40、41、42。 さらに、この製品の AlN ベースのトランスデューサは、最先端の PZT ベースのトランスデューサとは対照的に、鉛フリーで CMOS 互換性があり、サイズが薄いです。 この研究における AlN PMUT ベースの WPS は、神経システムの無線記録のための神経電気刺激と受動通信への将来の研究に使用されます。

私たちの今後の取り組みは、PMUT アレイと電気インピーダンス整合ネットワークの最適化に焦点を当てて、それぞれより高い出力電力レベルと電力伝送効率を達成する予定です。 さらに、実際のデモンストレーションを目的として、パッケージ化されたデバイスを使用して組織内での実験が実行されます。 将来の研究で動物の体に埋め込む場合、WPS は生体適合性材料 (パリレンなど) を使用して完全にパッケージ化できます。 一方、PCB はポリイミドなどの生体適合性基板に置き換えることができます。 最後に、PMUT アレイの CMOS 互換性により、回路は ASIC 形式で実装され、将来的には単一チップとして AlN-PMUT アレイと統合される可能性があり、そのサイズはミリメートル、さらにはさらに小さくなる可能性があります。 PMUT-CMOS モノリシック チップはまだ実現されていませんが、この研究で提案されたソリューションは、超小型、生体適合性、CMOS 互換性のあるワイヤレス電源への道を開きます。

この研究では、WPT、電源管理、およびエネルギー貯蔵機能を含む超音波誘導 WPS が導入されました。 AlN-PMUT アレイの感度は約 1 V/Mpa、PTE は約 0.236% でした。 電力伝送効率を向上させるために、電気インピーダンス整合ネットワークが組み込まれています。 整流とブースト回路を備えた出力電力強度は 7.36 μW/mm2 に達し、100 μF コンデンサの充電電圧は 3.19 V に達する可能性があり、これは多くの埋め込み型低電力センサーや IC にとって十分な値です。 WPS は直径 1 cm の PCB に実装されました。 提案されたソリューションは、将来、AlN-PMUT アレイと CMOS 回路が単一チップ上に統合されたときに、完全な生体適合性と CMOS 互換性を実現する可能性があります。

受信機のインピーダンス測定には、E4990A インピーダンス アナライザー (Keysight、米国) を使用しました。 DG4000 信号発生器 (RIGOL、中国) を使用して、送信機への正弦波信号を生成しました。 音圧測定には、2.0 mm 針ハイドロフォン NH2000 (Precision Acoustics, UK) を使用しました。 電圧測定のために、出力を RTB2002 オシロスコープ (Rohde & Schwarz、ドイツ) に接続しました。

この研究の結果を裏付けるデータは、合理的な要求に応じて責任著者から入手できます。

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この研究は、中国自然科学財団 (NSFC 助成金番号 62001322)、天津市科学技術プロジェクト (番号 20JCQNJC011200)、および国家重点研究開発プログラム (番号 2020YFB2008800) によって提供された資金によって支援されました。

300072 中国、天津市、天津大学、精密測定技術および機器の国家重点実験室

Zhicong Rong、Menglun Zhang、Yuan Ning、Wei Pang

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ZR と MZ は、アイデアとデバイス設計を概念化しました。 ZR と YN はデバイスをテストし、実験データを分析しました。 MZ と WP は研究活動を監督し、原稿の準備に貢献しました。 著者全員が原稿をレビューしました。

張孟倫または魏龐との通信。

著者らは競合する利害関係を宣言していません。

シュプリンガー ネイチャーは、発行された地図および所属機関における管轄権の主張に関して中立を保ちます。

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転載と許可

Rong, Z.、Zhang, M.、Ning, Y. 他 AlN 圧電微細加工超音波トランスデューサーをベースにした超音波誘導ワイヤレス電源。 Sci Rep 12、16174 (2022)。 https://doi.org/10.1038/s41598-022-19693-5

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受信日: 2022 年 6 月 28 日

受理日: 2022 年 9 月 2 日

公開日: 2022 年 9 月 28 日

DOI: https://doi.org/10.1038/s41598-022-19693-5

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