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Scientific Reports volume 12、記事番号: 13745 (2022) この記事を引用

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エネルギー貯蔵システムには双方向 DC-DC コンバータが必要です。高効率と高い昇降圧変換比が開発のトレンドです。この研究では、タップ付きインダクタと双方向 Cuk を組み合わせることにより、一連の双方向高利得 Cuk 回路が導出されました。各回路の特性を分析および比較した後、タップ付きインダクタ (逆結合) を備えた双方向高利得 Cuk 回路が提案されました。提案されたコンバータは、単純な構造と、降圧 (バック) 動作モードと昇圧 (ブースト) 動作モードの両方で高い電圧利得を備えています。 S2 の電圧ストレスは低かった。ただし、S1 の電圧ストレスは高く、これが提案されたコンバータの欠点です。提案回路の特性は、電圧利得特性や主要パラメータの設計を含めて徹底的に検討されました。新しいトポロジの電力損失モデルを確立し、タップ付きインダクタの巻数比を最適化して高効率を実現しました。最後に、コンバータの 400 W 実験実装では、昇圧モードと降圧モードでそれぞれ 93.5% と 92.4% の効率を達成することが示されました。これらの発見により、提案された回路の理論的解析の妥当性が検証されました。

近年の化石燃料の不足と深刻な環境問題のため、環境に優しい分散型発電（DG）技術の開発に多大な努力が注がれています1。ただし、再生可能エネルギーは気象条件により安定したエネルギーを生成できません。安定した電力を供給するにはエネルギー貯蔵が必要です2。さらに、蓄電池の電圧は通常 12 ～ 48 V の範囲と低く、一方、DC バスの電圧はインバータまたは AC グリッドの要件を満たすために 400 V 以上です3。その結果、エネルギー貯蔵システムが低電圧バッテリを高電圧 DC バスに接続するには、高い昇圧/降圧電圧変換比を備えた双方向 DC-DC コンバータが必要になります4。さらに、これらのコンバータは、無停電電源システム、電気自動車、航空電源などの幅広い産業用途向けに広範囲に研究されています5。従来の昇降圧コンバータは、大きなデューティ比で高い電圧利得を提供できますが、電流リップルが大きいため、かなりの導通損失が発生します。さらに、絶縁トポロジに基づくいくつかの双方向 DC-DC コンバータが文献に記載されています。これらのトポロジでは、変圧器と多数のスイッチングデバイスが必要となるため、より複雑な制御スキームが必要になるだけでなく、コストとスイッチング損失が増加します。

コンバータの電圧利得と効率を向上させるために、高い昇圧/降圧変換比を備えた多くの双方向 DC-DC コンバータが提案されています。参考文献 6 では、カスケード法を使用して、各レベルコンバータのゲインを乗算することによってゲインが計算される双方向コンバータの比率範囲を広げました。しかし、カスケードのため効率が低く、不安定であるという問題がありました。文献７の提案コンバータは、低圧側を並列、高圧側を直列に接続することで双方向DC-DCコンバータの変換効率を向上させたものであるが、コンバータの構造が複雑であった。電圧変換率を高めるために、スイッチトキャパシタ 8、9、スイッチトインダクタ 10、結合インダクタ 11 などのいくつかの魅力的なソリューションが、基本的な双方向 DC/DC コンバータに導入されています。提案された双方向ブリッジモジュール型スイッチトキャパシタベースの共振型 DC-DC コンバータは、スイッチトキャパシタユニットを通じて高い昇降圧変換比を達成しました8。ただし、多数のスイッチが使用されており、共振によりスイッチにかかる電圧と電流のストレスが大きくなっていました。その結果、9で提案した回路ではスイッチ数は削減できたものの、変換比の範囲が限られてしまいました。 Reference 10 では、結合インダクタ技術を採用して、高い昇圧/降圧電圧ゲインを備えた双方向 DC-DC コンバータを構築しました。トポロジの低電圧側の電流波形が方形波であるため、電流リップルが大きくなりました。さらに、参考文献 11 では、二重結合インダクタに基づく非絶縁型双方向 DC-DC コンバータについて説明しています。このコンバータは、2 つの結合インダクタの二次巻線を直列に接続することで、高い電圧利得を実現し、スイッチ電圧ストレスを低減できます。ただし、複雑な制御が必要でした。

要約すると、これらの絶縁コンバータ構造には通常、スイッチが多すぎるため、スイッチの導通損失が非常に高かったのです。さらに、実際の実装は複雑で高価です。既存の非絶縁型高利得回路は、主にスイッチキャパシタコンバータと結合インダクタコンバータです。スイッチコンデンサコンバータの欠点には、スイッチング損失と電流ストレスが含まれます。結合インダクタコンバータの欠点には、複雑な回路構造と、スナバ回路を使用して抑制する必要があるスパイクを引き起こす漏れインダクタンスが含まれます。

Cuk コンバータは、入出力インダクタによって電磁干渉の問題が軽減され、出力リップルが小さいため、人気が高まっています12。この研究では、タップ付きインダクタンスと双方向 Cuk を組み合わせて、一連の双方向高ゲイン Cuk 回路を作成します。各回路の特性を分析および比較した後、タップ付きインダクタ (逆結合) を備えた双方向高利得 Cuk 回路を提案します。提案されたコンバータは、単純な構造と降圧 (バック) 動作モードと昇圧 (ブースト) 動作モードの両方で高い電圧利得を備えています。電圧利得特性や主要パラメータの設計など、提案回路の特性を徹底的に検討します。この検討に基づいて、新しいトポロジの電力損失モデルを確立し、タップ付きインダクタの巻数比を高効率のために最適化しました。最後に、提案された回路の理論的解析の妥当性を検証するために、400 W 48 V/400 V のプロトタイプが作成されました。

双方向 Cuk 回路は、低入出力リップルと低 EMI 干渉を特徴としており、その回路図を図 1 に示します。寄生パラメータの影響により、この回路の電圧利得は制限されており、この回路は、変圧比が大きい場合。したがって、タップ付きインダクタンスと双方向 Cuk を組み合わせて、双方向 Cuk の電圧ゲインを高めることで、一連の双方向高ゲイン Cuk 回路が作成されます。

双方向Cuk回路。

提案された一連の回路は、図 1 のインダクタ L1 または L2 の代わりに結合インダクタを使用します。結合インダクタの接続方法が異なるため、4 つの異なる回路を導き出すことができます。また、カップルドインダクタには同方向結合と逆方向結合の２つの結合モードがあるため、図１０、図１１に示すように合計８つの回路を導出することができる。タップ付きインダクタを備えたこれらのコンバータは、図 2 に示す同方向結合によって形成されます。逆方向結合を図 3 に示します。タップ付きインダクタは、巻数 N1 と L2 の L1 で構成されます。タップ比は n = N2 : N1 となります。さらに、D1 は S1 の寄生ボディダイオード、D2 は S2 の寄生ボディダイオードです。同方向結合とは、電流がすべてインダクタの同じ名前の端から流れること、またはその逆を意味します。

双方向高ゲイン Cuk 回路は、(a) S1 タップ、(b) S2 タップ、(c) CB タップ 1、(d) CB タップ 2 の同方向結合によって形成されます。

双方向高ゲイン Cuk 回路は、(a) S1 タップ、(b) S2 タップ、(c) CB タップ 1、(d) CB タップ 2 の逆方向結合によって形成されます。

これらのコンバータの電圧利得 M 対デューティ比 D および巻数比 n は、表 1 に示すように、前述の回路の動作原理を分析することによって、連続電流モード (CCM) モードで得られます。 S1 タップとは、次のことを意味します。図2aおよび図3aに示すように、双方向Cuk回路のインダクタL1はタップインダクタLtに置き換えられ、タップ付きインダクタの共通端子はS1に接続されます。 S2 タップとは、図 3 と図 4 に示すように、双方向 Cuk 回路のインダクタ L2 がタップインダクタ Lt に置き換えられ、タップ付きインダクタの共通端子が S2 に接続されることを意味します。 2bと3b。 CB-tap 1 は、図 2 と図 3 に示すように、双方向 Cuk 回路のインダクタ L1 をタップインダクタ Lt に置き換え、タップ付きインダクタの共通端子を CB に接続することを意味します。 2cと3c。 CB-tap 2 は、図 3 と図 4 に示すように、双方向 Cuk 回路のインダクタ L2 をタップインダクタ Lt に置き換え、タップ付きインダクタの共通端子を CB に接続することを意味します。 2Dと3D。

対応する曲線は、図4に示すように、表1のデータを使用して描くことができます。同方向結合によって形成された回路の電圧-利得特性曲線を図4aに示します。 S1タップ回路とコンデンサタップ回路2の曲線が重なり、S2タップ回路とコンデンサタップ回路1の曲線が重なっています。図4aに示すように、S2タップとコンデンサタップ回路1から得られるタップ付きインダクタを備えた双方向Cuk回路は、高い電圧利得を達成できます。逆方向結合によって形成された回路の電圧変換比特性曲線を図4bに示します。 S1タップ回路とコンデンサタップ回路2の曲線が重なり、S2タップ回路とコンデンサタップ回路1の曲線が重なっています。図4bに示すように、S1タップとコンデンサタップ回路2から得られるタップ付きインダクタを備えた双方向Cuk回路は、高い電圧利得を達成できます。

昇圧モードにおける 8 つの回路の電圧利得特性曲線 (a) 同方向結合、(b) 逆方向結合。

図３、図４の回路の電圧変換比特性曲線は次の通りである。 3d と 2b は、前述の回路からより大きな昇圧比を持つ回路を得るために、図 5 に示すようにプロットされています。その結果、図 3d の回路が前述の回路の中で最良であると判断されます。

昇圧モード時の4つの回路の電圧利得特性曲線。

降圧モードでのこれらのコンバータの解析は昇圧モードでの解析と似ているため、ここでは繰り返しません。

前述の分析に基づいて、トポロジの大きな比率の実現可能性分析を表 2 に示します。表中の「不適用」は、この回路の変換率が双方向Cuk回路の変換率よりも低いことを意味し、「利用可能」は、この回路の変換率が双方向Cuk回路の変換率よりも大きいことを意味します。

この解析に基づいて、図6に示すように、高い昇圧/降圧変換比を備えたタップインダクタ双方向Cukコンバータを提案しました。提案されたコンバータは次のコンポーネントで構成されています。 V2、ハイサイド電圧 V1、インダクタ L3、タップ付きインダクタ Lt、コンデンサ CB、および 2 つのスイッチ S1 ～ S2。タップ付きインダクタ Lt は、逆方向に結合された L1 と L2 で構成され、インダクタの巻数は N1 と N2 (N1 > N2) です。これらの段の等価回路を図 7 に示します。

逆結合タップインダクターの高利得双方向 Cuk コンバーター。

逆結合タップ付きインダクタの高利得双方向 Cuk 等価回路、(a) 昇圧モード、(b) 降圧モード。

タップ付きインダクタの実効巻数比は次のように表されます。

タップ付きインダクタの結合係数は次のとおりです。

ここで、Lm は N2 側の等価磁化インダクタンスです。 Lk は N2 側の漏れインダクタンスです。

提案された回路をエネルギー貯蔵システムで使用する場合、バッテリ電圧 V2 が低電圧側になり、DC バス電圧 V1 が高電圧側になります。提案されたコンバータは、双方向電力潮流による昇圧モードと降圧モードの両方で動作できます。参考資料 13 には動作原理と定常状態の解析が含まれています。したがって、以下では簡単な結果について説明しますが、詳細な分析は繰り返しません。

図８に示すように、昇圧モードの１スイッチング周期は２つのスイッチング段からなる。図8において、vgs2はS2の駆動信号、L1、L2、L3インダクタに流れる電流はiLs、iLp、iL3、iD1、iS2、iCBはD1、S2、D1に流れる電流です。 CB。これらの段の等価回路を図 9 に示します。

昇圧モードにおける主要部の主な動作波形です。

昇圧モード時の動作モードの等価回路、(a) S2 オン、(b) S2 オフ。

昇圧モードにおける提案回路のゲインは次のように導出されます。

理想的には、漏れインダクタは無視でき、Mup は次のように導出されます。

ここで、Mup は提案されたコンバータの昇圧変換比、D は S2 のデューティサイクルです。

図１０に示すように、降圧モードの１スイッチング周期は２つのスイッチング段からなる。図10において、vgs1はS1の駆動信号、L1、L2、L3インダクタに流れる電流はiL1、iL2、iL3、iD2、iS1、iCBはD2、S1、D2に流れる電流です。 CB。これらの段の等価回路を図 11 に示します。

降圧モードにおける主要部の主な動作波形です。

降圧モード時の動作モードの等価回路、(a) S1 オン、(b) S1 オフ。

降圧モードにおける提案回路のゲインは次のように導出されます。

理想的には、漏れインダクタは無視でき、Mdown は次のように導出されます。

ここで、Mdown は提案されたコンバータの降圧変換比、D は S1 のデューティサイクルです。

提案コンバータと同等品の特性比較を表 3 に示します（NS はパワースイッチの数、NCI は結合インダクタの数、NI はインダクタの数、NC はコンデンサの数）。従来の降圧/昇圧コンバータは、最小限の数の電源スイッチを使用しながら双方向の電力の流れを実現できますが、コンバータの変換率の範囲は制限されています。参考文献１４のコンバータは、高い昇圧／降圧変換比を有するが、複雑で非効率である。参考文献 14 のコンバータと比較すると、参考文献 15 のコンバータはソフトスイッチング技術を使用することで効率が向上していますが、回路構成は依然として複雑です。提案されたコンバータは、2 つの電源スイッチを採用することにより、高くて広い電圧利得範囲を達成していることがわかります。また、構造がシンプルです。

提案したコンバータの動的性能と耐外乱能力を向上させるために、図12に示すように、Takagi-Sugeno-Kangファジィ制御手法に基づいた改良型ファジィ制御戦略を提案しました。動作原理と制御戦略の詳細な分析したがって、この文書では詳細な分析は繰り返しません。

改良されたファジー制御回路図。

新しいトポロジの電力損失モデルは、昇圧モードで確立されます。提案コンバータの損失は、S2、Lt、L3、D1 の損失で構成されます。具体的な分析は以下の通りである。

S2の敗北。

伝導損失は次のように表されます。

ここで、Irms_S2 は S2 に流れる電流の実効値、Rds(on) は特定の温度における S2 の順方向導通抵抗であり、データシートと周囲温度から推定できます。

スイッチング損失は次のように求められます。

ここで、 tri、tfv、tr、および tfi は、スイッチングプロセス中の損失を伴う 4 つの相の等価時間であり、データシートから計算できます。

S2 の等価出力容量の損失は次のように求められます。

したがって、S2 の全体的な損失は次の式で与えられます。

D1の喪失

ここで、VF は D1 の順方向電圧降下、ID は D1 にかかる電流の平均値、Voff_D は D1 の逆電圧、Qrr は D1 の逆回復電荷です。

インダクタの損失

鉄損は次のように求められます。

巻線損失は次のように求められます。

したがって、インダクタの全体的な損失は次の式で求められます。

ここで、パラメータ K、α、β、C0、C1、および C2 は、コアメーカーが提供するデータシートから取得できます。 T は磁気コアの動作温度です。 Vcore は磁気コアの体積です。 IL_rms はインダクタを流れる電流の実効値です。 Rdc はインダクタの等価抵抗です。

L1 と L3 の電力損失モデルは互いに類似しています。したがって、Lt の電力損失モデルの説明はここでは繰り返されません。

要約すると、提案されたコンバータの昇圧モードでの全体の損失は次の式で与えられます。

したがって、昇圧モードにおける提案されたコンバータの効率は次のように与えられます。

同様に、降圧モードでの提案されたコンバータの全体の損失は次の式で与えられます。

したがって、降圧モードでの提案されたコンバータの効率は次のように与えられます。

提案された回路の損失特性は、Mathcad と前のセクションの電力損失モデルを使用して解析されます。コンバータの主なシミュレーションパラメータは次のとおりです: V2 = 48 V、V1 = 400 V、Po = 400 W、L3 = 1.5 mH、L1 = 0.9 mH、スイッチング周波数: fs = 50 kHz。

式(16)によれば、図13に示すように、Mathcadを使用して、さまざまな負荷の下での提案回路の損失と巻数比の曲線を描くことができます。

提案された回路の損失とさまざまな負荷の下での巻数比の間の曲線。

図13より、出力電力が一定の場合、回路の全損失は最初は減少し、その後巻数比が増加するにつれて増加します。その結果、本研究では最小損失点が適切な巻数比を選択するための基礎となります。

昇圧モードにおける提案回路の効率の計算曲線は、図14aに示すように、式(17)を使用して描くことができます。図 14b は、式 (19) による降圧モードでの提案回路の効率の計算曲線を示しています。

λ、D、効率の計算曲線: (a) 昇圧モード、(b) 降圧モード。

図14に示すように、回路の効率は最初は増加し、その後巻数比が増加するにつれて減少します。最大レベルの効率が存在します。したがって、期待される出力と高効率を達成するには、適切な巻数比と定常状態のデューティ比を選択する必要があります。図 14 によると、巻数比は約 0.4、デューティサイクルは約 0.75 である必要があります。

設計および巻線プロセス中に誤差が生じる可能性を考慮すると、最適な巻線比は \({\lambda }_{opt}\) = 0.375 ～ 0.412 です。効率計算曲線を図 15 に示します。提案したコンバータが定格条件で動作する場合、最良の巻数比は \({\lambda }_{opt}\) = 0.394 です。図 15a は昇圧モードの効率曲線を示し、図 15b は降圧モードの効率曲線を示します。

効率の計算曲線、(a)昇圧モード、(b)降圧モード。

回路が CCM モードで動作することを保証するには、L1、L2、および L3 の値が臨界導通のインダクタンス値より大きくなければなりません。これらの値は次のように与えられます。

コンデンサの選択には、主に一定範囲内の電圧ストレスと電圧リップルを考慮することが含まれます。 CB の値は次のように求められます。

Matlab/Simulink で詳細なシミュレーションを実行し、前述の理論分析の正しさを検証しました。提案されたコンバータの動作は、V2 = 48 V、V1 = 400 V、Po = 400 W、L3 = 1.5 mH、L1 = 0.9 mH、L2 = 0.33 mH、Lk = 0.92 uH、CB = 2.2 uF、Co1 = 47 で検証されます。 uF、Co2 = 47 uF、スイッチング周波数 fs = 50 kHz。

全負荷時の昇圧モードでのシミュレーション結果を図16に示します。図16において、vgs2はS2の駆動信号、L1、L2、L3インダクタに流れる電流はiLs、iLp、iLpです。 iL3、iD1、iS2、iCB はそれぞれ D1、S2、CB を流れる電流です。

ステップアップモードでの主要コンポーネントの安定した波形。

全負荷時の降圧モードでのシミュレーション結果を図17に示します。vgs1はS1の駆動信号、L1、L2、L3インダクタに流れる電流はiLs、iLp、iL3、iD2です。 iS1、iCB は、D2、S1、CB を個別に流れる電流です。

降圧モードでの主要コンポーネントの安定した波形。

昇圧モードでは、図 16 に示すように、出力電圧は 400 V で安定します。S2 のデューティサイクルは 0.74 です。 S2 と D1 の電圧ストレスは 457 V と 472 V です。同様に、図 17 は、降圧モードでは出力電圧が 48 V で安定していることを示しています。 S1 のデューティサイクルは 0.26 です。 S1 と D2 の電圧ストレスは 987 V と 180 V です。S1、S2、およびインダクタの電圧スパイクと電流スパイクは、結合インダクタの漏れインダクタンスによって発生します。したがって、図２および図３の結果は次の通りである。図１６および１７は、シミュレーション結果が理論的分析とよく一致していることを示している。

理論的分析を検証するために、提案されたコンバータの実験室用プロトタイプを構築しました。まず、典型的なアプリケーションに基づいて、提案したコンバータの動作条件を V2 = 48 V、V1 = 400 V、Po = 400 W として選択しました。次に、式 (20) ～ (23) に従って、L3 = 1.5 mH 、L1 = 0.9 mH、L2 = 0.33 mH、CB = 2.2 uF、Co1 = 100 uF、Co2 = 100 uF。次に、コンバータの特定の動作原理を解析することで、半導体デバイスの電圧電流ストレスを取得できます。 S1 の電圧電流ストレスは次のとおりです。

S2 の電圧電流ストレスは次のとおりです。

ここで、I1 は高圧側電流の平均値、I2 は低圧側電流の平均値です。

S1 および S2 の最大電圧および電流ストレス値は、対応するパラメータを組み込むことによって取得されます。その後、一定のマージンに基づいて、必要な特定の種類のスイッチングチューブを選択できます。提案したコンバータの具体的なパラメータを表 4 に示し、プロトタイプを図 18 に示します。

コンバーターのプロトタイプ。

v2 = 48 V の場合、図 19 に示すように全負荷での昇圧モードでの実験結果が得られます。図 19a は vgs2、vds2、ids2 の波形を示し、S2 のデューティサイクルは 0.75 です。 S2 の電圧ストレスは 325 V です。図 19b は vgs2、vD1、および iD1 の波形を示し、D1 の電圧ストレスは 675 V です。図 19c は、vgs2、v1、iL1、および iL3 の波形と出力を示します。提案されたコンバータの昇圧モードでの電圧は 400.8 V です。

v2 = 48 V の場合の昇圧モードでの提案コンバータの実験結果: (a) vgs2、vds2、ids2、(b) vgs2、vD1、iD1、(c) vgs2、v1、iL1、iL3。

v2 = 36 V の場合、図 20 に示すように、全負荷での昇圧モードでの実験結果が得られます。図 20 に示すように、S2 のデューティサイクルは 0.81 であり、提案コンバータの出力電圧は昇圧モードの電圧ストレスは 400.4 V です。S2 と D1 の電圧ストレスは 362 V と 669 V です。

v2 = 36 V の場合の昇圧モードでの提案コンバータの実験結果: (a) vgs2、vds2、ids2、(b) vgs2、vD1、iD1、(c) vgs2、v1、iL1、iL3。

v2 = 60 V の場合、全負荷時の昇圧モードでの実験結果は図 21 に示すとおりです。図 21 に示すように、S2 のデューティサイクルは 0.69 であり、提案コンバータの出力電圧は昇圧モードの電圧ストレスは 400.1 V です。S2 と D1 の電圧ストレスは 315 V と 725 V です。

v2 = 60 V の場合の昇圧モードでの提案コンバータの実験結果: (a) vgs2、vds2、ids2、(b) vgs2、vD1、iD1、(c) vgs2、v1、iL1、iL3。

図１６のシミュレーション結果と比較すると、昇圧モードでの実験結果はそれと一致している。したがって、それらは両方とも理論的分析と一致します。電圧と電流のスパイクは、漏れインダクタンスによって発生します。

v1 = 400 V の場合、図 22 に示すような全負荷での昇圧モードでの実験結果が得られます。図 22a は vgs1、vds1、ids1 の波形を示しており、S1 の電圧ストレスは 731 V です。図 22b は vgs1、vD2、および iD2 の波形を示し、D2 の電圧ストレスは 225 V です。図 22c は、vgs2、vo、iL1、および iL3 の波形を示し、提案されたコンバータの出力電圧は 47.9 V です。

v1 = 400 V における降圧モードでの提案コンバータの実験結果: (a) vgs1、vds1、ids1、(b) vgs1、vD2、iD2、(c) vgs、v2、iL1、iL3。

v1 = 250 V の場合、図 23 に示すように、全負荷での降圧モードでの実験結果が得られます。図 23 に示すように、S1 のデューティ比は 0.4 であり、提案コンバータの出力電圧は昇圧モードの電圧ストレスは 47.9 V です。S1 と D2 の電圧ストレスは 640 V と 173 V です。

v1 = 250 V のときの降圧モードでの提案コンバータの実験結果: (a) vgs1、vds1、ids1、(b) vgs1、vD2、iD2、(c) vgs、v2、iL1、iL3。

v1 = 250 V の場合、図 24 に示すように、全負荷での降圧モードでの実験結果が得られます。図 24 に示すように、S1 のデューティサイクルは 0.253 で、提案コンバータの出力電圧は昇圧モードは 47.9 V です。S1 と D2 の電圧ストレスは 785.5 V と 245 V です。

v1 = 430 V のときの降圧モードでの提案コンバータの実験結果: (a) vgs1、vds1、ids1、(b) vgs1、vD2、iD2、(c) vgs、v2、iL1、iL3。

同様に、図 17 のシミュレーション結果と比較すると、降圧モードでの実験結果はそれと一致しています。したがって、それらは両方とも理論的分析と一致します。

図 25 に示すように、全負荷時の昇圧/降圧モードでの入出力電流波形が得られます。図 25a は昇圧モードの電流波形を示し、図 25b は昇圧モードの電流波形を示します。降圧モード。図 25 に示すように、提案したコンバータの入出力電流リップルは低いです。

提案コンバータの入出力電流波形、(a) 昇圧モード、(b) 降圧モード。

昇圧モードにおける実験回路の測定された効率曲線を図２６ａに示す。図 26b は、降圧モードでの実験回路の測定された効率曲線を示しています。図 14 と比較すると、提案した回路の測定効率曲線が計算曲線と一致していることがわかります。曲線の傾向は、最初に増加し、次に減少します。さらに、計算では実際の全損失が考慮されていないため、測定された最大効率は理論上の計算値よりも小さくなります。

\(\lambda \)、(a) 昇圧モード、(b) 降圧モードの効率曲線。

提案されたコンバータが定格条件で動作し、最良の巻数比が \({\lambda }_{opt}\) = 0.394 である場合、図 27 に示すように、提案されたコンバータの実験損失が得られます。図２７に示すように、昇圧／降圧モードでは、損失は主にスイッチングと結合インダクタに集中する。

提案されたコンバータの実験損失、(a) 昇圧モード、(b) 降圧モード。

昇圧モードと降圧モードにおける変換効率対出力電力を図28にプロットします。昇圧モードでは、提案されたコンバータの最大効率は93.5%です。降圧モードでは、提案されたコンバータの最大効率は 92.2% です。

負荷に応じた効率曲線、(a) 昇圧モード、(b) 降圧モード。

図を比較してください。図２８および図１５から、昇圧／降圧モードにおいて測定効率曲線と計算曲線の傾向が一致していることがわかった。傾向は最初は増加し、出力電力が増加するにつれて減少しました。同様に、実際の全損失が考慮されていないため、測定された最大効率は理論上の計算値よりも低くなります。

この研究でタップ付きインダクタを使用することにより、双方向 DC-DC コンバータの変換率が向上し、非絶縁型双方向 DC-DC コンバータの変換率が低いという欠点が克服されました。さらに、提案された結合インダクタのさまざまな形式を要約および分析することによって、一連の双方向高利得 Cuk 回路が導出されました。各回路の特性を解析・比較することで最適な回路が得られ、コンデンサタップ付きインダクタ（逆結合）を備えた双方向高ゲインCuk回路を提案しました。このコンバータは、降圧動作モードと昇圧動作モードの両方で、シンプルな構造で高い電圧利得を実現しました。続いて、提案した回路の動作原理と特性を徹底的に検討しました。さらに、結合インダクタの巻数比を最適に選択したことにより、提案されたコンバータの効率がさらに向上しました。最後に、提案した回路の理論解析の妥当性を検証するために、400 W 48 V/400 V のプロトタイプを作成しました。

この研究のデータセットは、合理的な要求に応じて責任著者から入手できます。

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この研究は、中国国家自然科学財団(番号: 52172327)、福建省自然科学財団(番号: 2021J011028、2020J01860)、福州科学技術計画プロジェクト(番号: 2021-S-236)の一部の支援を受けました。。また、この原稿の準備中に言語面で支援していただいた LetPub (https://www.letpub.com) に感謝します。

福建省船舶インテリジェントナビゲーション安全制御研究センター、岷江大学物理電子情報工学院、福州市、中国

ホンシン・チェン & ウェイ・ヘ

福建省新エネルギー生成および電力変換重点実験室、福州大学、福州市、350108、中国

リン・ウェイミン＆リウ・ウェンラン

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HX は、研究室のプロトタイプ実験、研究デザイン、解釈、分析、原稿の準備に貢献しました。 WM は主要なアイデアを提案し、研究デザインと原稿の改訂に貢献しました。 WR は研究室のプロトタイプ実験と原稿の作成に貢献しました。 WH は原稿の改訂に貢献しました。すべての著者が最終原稿に貢献し、承認しました。

Honxing Chen、Wei-ming Lin、または Wei He への対応。

著者らは競合する利害関係を宣言していません。

シュプリンガーネイチャーは、発行された地図および所属機関における管轄権の主張に関して中立を保ちます。

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転載と許可

チェン、H.、リン、Wm.、リュー、Wr. 他。高い昇降圧変換比と最適設計を備えたタップインダクター型双方向Cukコンバータです。 Sci Rep 12、13745 (2022)。 https://doi.org/10.1038/s41598-022-17801-z

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受信日: 2022 年 5 月 3 日

受理日: 2022 年 7 月 31 日

公開日: 2022 年 8 月 12 日

DOI: https://doi.org/10.1038/s41598-022-17801-z

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